聚色网电影 基于正序重量在线位置症结赔偿的旋转高频注入法
摘抄 旋转高频注入法大要估算永磁同步电机零速和低速下的转子磁极位置，但在转子磁极位置解调经由中使用滤波器会带来估算症结。该文提议一种运用正序电流重量对转子估算症结进行在线赔偿的方法，发达了该方法在电机零速、低速运行经由中的赔偿机理，表面推导在解调经由中正序电流和负序电流相位变化的关系，分析在洽商定子电阻影响时运用正序电流对滤波器导致症结的赔偿遵循。针对外差法求得的症结赔偿量和转子位置存在多个敛迹点的问题进行改造，加多敛迹点检测体式，可破除部分作假敛迹点。仿真和实验考据了所提方法对于转子位置症结赔偿的遵循。
要津词：旋转高频注入法 转子位置估算症结 正序电流重量 在线症结赔偿
0 小序永磁同步电机（Permanent Magnet Synchronous Motor， PMSM）的高精度截止需要电机及时转子位置，为了搞定旋滚动压器和光电编码器等传统位置传感器在老本和可靠性方面的问题，以及顺应一些未便于装配位置传感器的应用模式，永磁同步电机无位置传感器截止得到了平庸参谋。而零速和低速时电机反电动势低，采取基于反电动势的不雅测器方法难以准确估算转子位置，是以经常采取高频注入法。高频注入法是给电机施加频率介于电机基波频率和开关频率的允洽高频电压，运用电机的凸极效应来检测转子位置。高频注入法不依赖电机参数，能很好地搞定零速和低速下的转子位置推断问题。
高频注入法时时代为旋转高频注入[1-2]和脉振高频注入[3]。旋转高频注入法主要用于凸极率较大的内埋式永磁同步电机，而脉振高频注入法适用于凸极率很小致使是表贴式电机。但旋转高频注入法易于工程终结[4]，得到了平庸参谋。
传统高频注入法对电机高频模子进行了简化，且转子位置解调经由顶用到带通滤波器（Band Pass Filter， BPF）和高通滤波器（High Pass Filter， HPF），齐会带来估算症结。电机零转速时滤波器对转子位置估算症结影响不较着，但跟着电机转速升高，负序电流频率偏离带通中心频率越远，带通滤波器导致的症结越大。为了进一步升迁高频注入法检测精度，当今对高频注入法的参谋聚会到转子估算位置的症结分析和赔偿方法上。
文件[5]分析了电机运行时参数变化导致的脉振高频注入法估算转子位置症结，追思出截止器频率、逆变器直流母线电压及脉振高频信号电压幅值对转子位置估算症结的影响律例。而文件[6]则分析交叉饱和、采样量化症结以及滤波器相位延时和多重凸极效应等带来的转子位置估算症结，追思了通过优化截止算法和电机践诺想象减小症结的设施。刘兵等运用全通滤波器组成自顺应滤波器来索求高频重量，并摈斥脉振高频注入法因为电机参数不合称及检测电流症结等导致的位置检测症结[7]。吕晓源等在传统脉振高频注入法的基础上加入捏造高频旋转坐标搞定传统脉振高频注入法的过零点问题[8]。
文件[9]针对传统高频旋转注入法带通滤波器和带阻滤波器会带来相位延时导致估算症结这一问题，在多个高频同步旋转坐标系下，运用高通滤波器索求各个高频同步旋转坐标系下的有用高频重量并滤掉无须的低频重量，从而取代带通滤波器和带阻滤波器。文件[10]用全通滤波器代替带通滤波器和低通滤波器，从而减小相位延时带来的症结。采取正交方波注入法代替旋转高频波注入，不错减小滤波器带来的症结[11]。文件[12]参谋了注入旋转电压的频率、幅值等对电机无位置传感器矢量截止性能的影响。S. Kim等通过把注入电压的频率提高到开关频率来改善电机无位置截止的动态反映特质并缩小噪声[13-15]。但在逆变器开关频率较高时，电流的准确检测较为艰难。
刘景林等通过对高频电流正、负序重量的相位差进行最小二乘推断，来提高转子开始位置的准确 度[16]。杨键、李浩源等提议了运用正序电流的偏差量来赔偿转子开始位置估算症结[17-18]的念念想，但尚未对正序电流赔偿开始位置的旨趣以及适用条目进行潜入参谋。尤其是在电机运行经由中，带通滤波器对高频反映电流相位延时作用受转速变化影响较着，电机运行经由中的赔偿更为复杂。
除上述新方法外，当今常用的方法是先算出简化模子和滤波器的症结，再通过查表赔偿。这种赔偿前期使命量大，在电机景况发生改变后精准度难以保证。
除了滤波器带来的症结外，简化高频模子、数字截止延时以及电力电子器件的非线性[19]等，齐会对估算终结带来影响。
本文提议一种能在电机不同运功绩态时，运用负序电流重量估算转子位置，通过正序电流在线赔偿位置症结的方法，并对滤波器和忽略定子绕组导致的症结进行了在线赔偿及分析，临了，搭建永磁同步电机矢量截止仿真模子进行仿真与实验考据。
1 基于正序重量在线症结赔偿的旋转高频注入法机理 1.1 旋转高频注入法的基同意趣旋转高频注入法是在ab 坐标系下，给永磁同步电机注入一个频率远高于电机基波频率但低于开关频率的旋转电压，通过带通滤波器、高通滤波器以及坐标变换对含有转子位置信息的负序重量进行解调，得到转子位置。高频反映信号解调旨趣如图1所示。
假定在ab 坐标系下注入的高频电压为
式中，wh为注入高频电压的角速率；uh为注入高频电压幅值。在低速条目下经常将电机看作纯电感模子并忽略交直轴的耦合量，简化后ab坐标系下的高频模子为
其中
式中，iah、ibh为ab 坐标系下高频反映电流；p为微分算子；we为基波电角速率；qe为电机转子位置；q0为电机开始位置；Ld、Lq折柳为d、q轴电感。
采样电畅达过带通、高通滤波和同步轴系滤波后得到电流为
式中，Inh为负序高频反映电流幅值。idh1、iqh1通过锁相环和转子磁极判断不错得到估算的转速nest和转子位置qest。而极性判断经常在电机静止时进行，且已有较多方法[8， 17]，这里不作念介怀先容。
1.2 基于正序重量的在线位置症结赔偿法简化后的高频电流反映模子忽略了交叉耦合和绕组电阻的影响，而高通滤波器和带通滤波器也会对电流相位有所影响，这齐会导致估算的转子位置出现症结。
为了及时赔偿转子症结，提议一种基于正序重量在线转子估算位置赔偿的方法，对现存的旋转高频注入法进行改造，改造后转子位置估算方法如图2所示。
基波旋转坐标系下忽略交直轴的耦合，洽商定子电阻的影响，将电机行为电感加电阻模子。电机的高频激发模子可写为
式中，Rs为电机定子相绕组电阻；idh、iqh为dq坐标系下高频反映电流。而在基波旋转坐标系下，注入的高频电压频率是wh-we，注入电压可写成
（5）
将式（5）代入式（4）不错求得旋转坐标系下高频电流反映抒发式为
其中
变换到静止坐标系下为
探花porn式中，
、
折柳为正序、负序高频反映电流幅值；ynR、ypR折柳为忽略电阻导致的正、负序电流相位偏差。
在对高频电流信号解调经由中，需要用到滤波器。比拟于电流采样和微处理器缠绵导致的延时，滤波器延时是解调经由症结的主要来源[20]。在电机处于稳态下，高频反映电流的正序重量角频率为wh，负序重量的角频率大小为wh-2we。假定使用的带通滤波器对于wh、wh-2we两个频率点处的幅值衰减为K0倍和K1倍，相位滞后折柳为y0和y1，滤波器两个截止频率折柳为Fc1、Fc2，则贯串式（7）可知高频反映电流经过带通滤波器后变为
洽商定子电阻和滤波器影响，高频反映电流变换到角速率为wh的旋转坐标系下，可得电机正序重量为直流量，有
（9）
其中
Dq1=y0+ypR
传统外差法会有多个敛迹点，运用改造的外差法加多了敛迹点检测，缠绵赔偿量Dq1旨趣框图如图3所示。正序重量由于酿成直流量，通过低通滤波器后相位不会发生改变，而幅值衰减为正本的K2倍。构造的sin(-p/2+
)和cos(-p/2+)折柳与正序直交轴电流相乘后作差得
通过PI窜改器使得De1为零，此时的敛迹点可能为Dq1或Dq1+p。敛迹点检测通过其输入的正负不错笃定惟一的Dq1。若为正，阐发敛迹在Dq1；若为负，阐发敛迹在Dq1+p，对PI窜改器的输出量减去p 可得到Dq1。电流的幅值只是起到标称作用，此经由中引入低通滤波器导致的正序电流幅值变化不会对检测产生影响。
通过高通滤波器滤除索求负序重量，高通滤波器对于角频率大小为2wh-2we的电流相位蔓延为y2聚色网电影，幅值衰减为K3，再变换到-2wh角速率旋转坐标系下，得到2we角速率的低频交流量为
其中
Dq2=-y1-ynR
运用改造的外差法索求负序电流转子位置信息旨趣框图如图4所示。
通过PI窜改器的转速积分后得到转子磁极位置可能敛迹在qest或qest+p/2或qest+p。通过开始位置极性检测[9]判别是否敛迹在qest+p，通过敛迹点检测笃定是敛迹在qest一经qest+p/2。
若不作念赔偿，求得的转子位置为
按照图2，运用正序重量求得的Dq1对由模子简化和忽略滤波器影响导致的转子位置进行赔偿，用定量
赔偿高通滤波器后得到的转子位置为
（12）
带通滤波器是解调得到转子位置的要津体式，带通滤波器的幅频特质影响对高频反映电流的索求遵循，决定了估算转子位置的抖动幅度致使位置估算的成败。高频电流相对基波经常较小，而高频电流正负序电流幅值之比为Iph/Inh=(Ld+Lq)/(Lq-Ld)，包含转子位置信息的负序电流比正序电流小。要能检测到高频反映电流，则滤波器对高频反映电流的衰减要小，而对基频电流和开关频率电流的衰减应充足大，以保证解调经由不受侵扰，不然会导致估算的转子位置出现较着波动。
但滤波器的幅频特质和相频特质往往无法兼顾，滤波器想象时过分追求幅频特质，又会导致相频特质变差，加大滤波器带来的相位蔓延。带通滤波器相位蔓延带来的估算转子症结为y1/2。
高频反映电流正序重量和负序重量的角频率大小折柳为wh、wh-2we，但要是将滤波器的中心频率（截止频率中点）修复在wh-we处，以注入频率为500Hz、基波频率为5Hz、Fc1=475Hz、Fc2=515Hz为例，高通滤波器在角频率wh、wh-2we处的相位蔓延对于中心频率处反向对称，如图5所示。
故不错以为y1=-y0，采取所提赔偿方法后由带通滤波器引起的症结接近于0。
电机转速改变时要终结上述遵循，带通滤波器的中心频率要随转速进行颐养。用xn、yn折柳默示输入和输出景况量，二阶带通滤波器可破碎化为
通过分析，拟合出扫数a1、a2、b随带通滤波器中心频率变化的抒发式。在电机践诺运行经由中，字据估算的电角速率west笃定带通滤波器中心频率，再贯串拟合的抒发式不错笃定带通滤波器参数，保证带通滤波器中心频率为wh-west。
在对负序电流进行索求的经由中还用到了高通滤波器，高通滤波器对于角频率大小为2wh-2we的电流相位蔓延为y2，而高通滤波器对于负序电流的相位延时在负序重量频率点隔壁基本不变。故可用固定值来赔偿高通滤波器导致的症结。
2.2 对忽略定子绕组导致症结的赔偿洽商电机定子绕组作用时，参考文件[21]得到忽略电阻会导致的正、负序电流相位偏差为
（15）
用Dq1对由模子简化和忽略滤波器影响导致的转子位置进行赔偿，由转子导致的位置症结变量为ypR/2+ynR/2，ypR和ynR均为正，这么赔偿会导致忽略电阻引起的症结变大。
ypR和ynR均较小，不错以为
当Ld=Lq时，式（16）取最小，ypR≈ynR/2，而电机凸极率较高时，ypR≈ynR，是以ynR/2＜ypR＜ynR，所提赔偿方法会导致由忽略电阻引起的症结增大50%～100%。但由于忽略电阻引起的症结远小于滤波器带来的症结，采取所提赔偿方法仍能赢得较着遵循。
3 仿真与实验考据为了考据所提议的转子位置估算症结赔偿法的正确性和有用性，搭建了一套永磁同步电机的矢量截止仿真模子，电机和变频器部分参数见表1。
表1 三相永磁同步电机截止平台参数
通过Matlab里面fdatool分析，电机基波频率为零时，截止频率为500Hz的一阶巴特沃斯高通滤波器导致的相位蔓延量y2=0.46rad，而电机基波频率为25Hz时相位蔓延量0.45rad，收支很小，阐发电机运行在低速区间用固定值就能较好赔偿高频滤波器引起的症结。
电机空载起动，教导转速折柳为50r/min、150r/min时在0.6s处突加额定负载转矩，电机相电流波形、估算转速和赔偿前后估算转子位置如图6和图7所示。从图6和图7不错看出，电机150r/min未赔偿时症结比50r/min大，这是因为转速高时对应基波频率大，正、负序电流离带通滤波器中心频率远，滤波前后相位变化大，而高通滤波器对正、负序电流相位的偏移险些为定值，故总体上，转速越高滤波器导致的相位症结会越大。在转速为50r/min和150r/min时，采取本文提议的方法赔偿后估算的转子位置症结齐得到了较着减小。赔偿后转子位置症结在0.1rad以内，且电机在突加负载转矩时，该赔偿方法仍能起到较着作用。
为进一步考据所提议的方法，搭建了如图8所示的永磁同步电机对拖实验平台，两台永磁同步电机参数疏通，永磁同步电机参数和变频器参数见 表1。DSP28335里面变量信息通过串口发送给缠绵机浮现，电机转子位置以及赔偿前后的转子位置等信息由3路DA窜改后通过示波器探头辘集。
由于以下原因：①解调经由用到了高通滤波器和带通滤波器，估算的转速老是滞后于践诺转速；②估算的转子位置存在多个敛迹点。践诺截止中电机增速过快时，加快经由中估算的转速就越低于电机践诺转速，由估算转速与教导转速偏差量得到的q轴教导电流也会偏大，要是此时转速环和电流环PI参数调得较大，电机践诺转速又赶紧加多，会进一步加大估算转速、转子位置与践诺值的偏差，最终导致估算的转子位置敛迹在作假点，电机截止失败。突加剧载时也与之访佛。
是以比拟有位置传感器矢量截止，基于旋转高频注入法的矢量截止的转速环PI、电流环PI参数和教导转速颐养斜率取值相对较小，导致实验中电机突加负载和突增方针转速时电机颐养速率相对有位置传感器矢量截止较慢。
电机转速折柳为50r/min、150r/min时突加负载，相电流、践诺转子位置、赔偿前后的转子位置及症结量折柳如图9和图10所示。从图9和图10不错看出，采取基于旋转高频注入法的矢量截止时电机空载电流小，电机突加负载时，通过增大电流来加多转矩达到新的转矩均衡。突加负载片刻估算的转子位置与真实位置的症结会出现较着波动，但当电机再次达到褂讪后转子症结量能保抓褂讪，且赔偿后转子估算位置症结比拟未赔偿时较着减小。
在电机以转速50r/min空载运行时突增转速到150r/min，电机转速、践诺转子位置和赔偿后估算转子位置通过3路DA窜改后进行辘集，电机相电流、转速、转子位置和赔偿后位置症结等干系波形如图11所示。空载突增转速，电机负载加多不大，相电流幅值变化不较着。在转速变化的经由中，赔偿后估算转子位置与践诺位置偏差量变化不大，且均保抓在0.1rad以内，阐发采取的赔偿方法在电机转速变化时能终雄厚时赔偿。
4 论断为减小旋转高频注入法使用滤波器导致的电机在低速下的转子位置估算症结，本文提议了基于正序电流重量的在线症结赔偿方法，给出了用正序电流赔偿位置症结的表面依据，运用仿真和实验平台对提议的赔偿方法进行考据。终结标明，电机运行在不同转速及负载工况下，该方法对转子估算症结及时赔偿遵循较着，赔偿后平均症结在0.1rad以内。
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An Online Position Error Compensation Method of Rotating High-Frequency Injection Based on Positive Sequence Components
Abstract The rotating high-frequency injection method can estimate the rotor position of permanent magnet synchronous motor at zero speed and low speed， but the use of the filter may bring estimation errors during the demodulation process of the rotor position. The paper presents a method for online compensation of rotor estimation error using positive sequence current component. The mechanism of the compensation method was described when the motor was in zero speed and low speed. The phase delay of positive and negative sequence current in demodulation process was theoretically derived. The compensation effect of the positive sequence current was analyzed considering the influence of the stator resistance. The error compensation amount and rotor position obtained by the heterodyne method have multiple convergence points. Hence， a convergence point detection was added to eliminate some error convergence points. Simulation and experiments verified the effect of the proposed method on rotor position error compensation.
keywords：Rotating high-frequency injection， rotor position estimation error， positive sequence current， online error compensation
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191568
中图分类号：TM921.51
彭 威 男，1992年生，博士参餬口，参谋见地为电力电子与舰船电力鼓动。E-mail: 1530911613@qq.com
乔鸣忠 男，1971年生，阐述，博士生导师，参谋见地为电力自动化和舰船电力鼓动。E-mail: qiaomingzhong@126.com（通讯作家）
收稿日历2019-11-19
改稿日历 2020-05-12
国度当然科学基金资助神态（51877212，51807197）。
（剪辑 崔爱静）聚色网电影